第 10 章 几种应用设计举例

1. 第10章 几种应用设计举例 • §10.1 小灵通基站电源设计 • §10.2 直流电机调速 • §10.3 基于DSP的直流电机弱磁调速示例 • §10.4 高频弧焊电源设计 返回

2. §10.1 小灵通基站电源设计 • 小灵通(PHS) 的基站基本上由市电供电，需要电力部门、基站所在单位或市民配合，电力检修或电网故障会造成服务中断，给小灵通的正常运行造成极大的困难，阻碍了小灵通的发展，严重地损害了小灵通运营商的信誉和小灵通用户的利益。通信电源典型的配电方式有市电和UPS、市电和发电机，由于小灵通基站多，不可能为每一个基站配备UPS或发电机，为了保证基站供电安全，若对基站供电采用采用远程直流供电，即市电工作正常时，利用市电供电，市电停电后，利用小灵通基站的空余线对进行直流远供，这种方式成本较低可靠性高，室外维护量小，可以保证小灵通的通讯需要。

3. 1 技术指标 • 输入电压: 41-57 Vdc； • 输入电流: <5A； • 转换效率 ≥85%； • 输出电压: 220Vdc±20%； • 输出电流：500mA； • 电压调整率：整定值±0.2%； • 输出纹波电压峰-峰值小于200mV； • 过载保护: 输出功率>120%额定功率时切断输出,自恢复； • 开路保护: 输出电流≤50mA时自动关断,自恢复；

4. 2 基于UC3846的电源设计 • DC/DC变换器主电路拓扑有正、反激式、推挽式、半桥式和全桥式等。控制芯片的种类也非常多，主要分为电流控制型与电压控制型两大类。 • 图10-1示出了采用电流型PWM控制器的全桥DC-DC变换器的原理电路。控制电路包含两个反馈环节：峰值电流的内环反馈和输出电压的外环反馈，外环误差放大器OP的输出作为内环的给定，由于峰值电流型变换器在占空比大于0.5时会出现不稳定现象，需要斜坡补偿，在峰值电流取样信号（电感电流取样信号）上按一定的补偿系数叠加振荡器产生的震荡信号。内环和外环共同作用根据输入电压和负载的变化情况调整占空比D，保证输出电压Vo的稳定。 • 选用全桥式DC/DC变换器作为主电路，电流型PWM控制芯片UC3846作为该系统的控制单元。

5. 图10-1 峰值电流型PWM控制的全桥DC-DC变换器的原理电路

6. 1）控制电路设计 • UC1846的内部结构方框图如图10-2所示，它专门设计了一个电流测定放大器，增益为3。误差放大器E/A（管脚5、6、7）输出（7脚）经二极管和0.5V偏压后送至比较器反向端，比较器同相端为三倍后的电流测量信号。注意振荡器的锯齿波信号没有输入比较器，因此比较器后增设一个锁存器。关断信号与350mV电压比较后，也送到锁存器， 锁存器由锯齿波作为复位时钟脉冲。另外，振荡器具有可变死区时间控制和外同步能力。电流限制1端电平可由外电路限定，由它影响误差放大器的电压输出值。基准电压精度达1%，振荡器频率可达1MHz，因此脉宽调制器A、B输出端的工作频率可达500 KHz。

7. 图10-2 UC1846的内部结构方框图

8. 电流测定放大器输出由内电路限定在3.5V，因此，电流取样的入最大电压值为1.2，根据1.2V数值可以选定电流测定环节参数。当使用电阻测定电流时，阻值：电流测定放大器输出由内电路限定在3.5V，因此，电流取样的入最大电压值为1.2，根据1.2V数值可以选定电流测定环节参数。当使用电阻测定电流时，阻值： • IPK即为电感电流的峰值。也可以用电流传感器测量电流，得到电压加在3、4 端。如果电感电流有瞬态尖峰，则应加入小电容——电阻进行滤波。

9. UC1846 的电流限制方式是它的突出优点之一，它限制尖峰电流的能力特别强，可以实现电流逐个脉冲比较，即对每个脉冲电流检测限定。 • 图10-3示出电流测定、限制调整的工作原理。基准电压 经电阻R1，R2到地，故 • 当E/A误差放大器输出电压为VP1+0.5时（0.5V为Tr导通所需电压），晶体管将导通。因此，电流限制1端的电压给定值即给定了E/A的限幅值。此限幅值的1/3，即应为电流测定电阻Rs的电压值。 • 因此，使比较器翻转的阀值电压为 ；Rs的两端电压超过VRS值时，UC1846 PWM比较器将输出锁闭，相应此时的电感峰值电流为：

10. 图10-3 电流测定、限定调整的工作原理

11. 振荡器的频率： • RT的值从1 k--500 k 。CT的值不能小于100P。增大CT的值，增大锯齿波下降时间，即死区增大。一般可选=1000P，如果多片 UC1846 工作需要同步时，则只要在一个UC1846 上装上RT、CT元件，并把他的同步端连接到所有的UC1846的同步端上即可。使用时在R2 两端并联电容CS可起软启动控制的作用。

12. 2）主电路设计 • 全桥电路对角的两个功率晶体管作为一组，每组同时接通或断开，两组开关轮流工作，中间有死区，在死区时间内，四个开关将均处与断开状态。四个开关导通占空比值均相等。 • 根据设计指标 ，最大输入功率： • 最小输入电压：41V，则最大输入脉冲电流：

13. 3）变压器变比 • 变压器的原边电压： • 为POWER MOSFET 开通时的最大饱和压降； • VRL为导线压降。代入数值， • 从左到右依次为： 输出电压、整流二极管压降、电感电压、线损电压降。因为输出电压为 ，代入数值 • 变压器初级和次级的匝数比： • 4） 输出滤波管的设计 • 主电路的工作频率为 100KHZ，输出整流快采用快恢复二极管，变压器次级电流最大值为

14. 5）驱动电路设计 • 在功率变换装置中，根据主电路的结构，其功率开关器件一般采用直接驱动和隔离驱动两种方式。采用隔离驱动方式时需要将驱动电路、控制电路、主电路互相隔离，隔离驱动可分为电磁隔离和光电隔离两种方式。 • 电磁隔离用脉冲变压器作为隔离元件，具有响应速度快（脉冲的前沿和后沿），原、副边的绝缘强度高，dv/dt共模干扰抑制能力强。但信号的最大传输宽度受磁饱和特性的限制，因而信号的顶部不易传输。而且最大占空比被限制在50％，信号的最小宽度又受磁化电流所限。 • 光电隔离驱动方式，每路驱动都要一组辅助电源，增加了电路的复杂性，随着驱动技术的不断成熟，已有多种集成厚膜驱动器推出。如EXB840/841、EXB850/851、M57959L/AL、M57962L/AL、HR065、HCPL316等等，它们均采用的是光电隔离。

15. IR2110是美国国际整流器公司（InternationalRectifier Company）于1990年前后开发并投放市场至今独家生产的大功率MOSFET专用驱动集成电路。 • IR2110自举技术同时输出两路驱动信号,驱动逆变桥中高压侧与低压侧MOSFET，它的内部为自举工作设计了悬浮电源，悬浮电源保证了IR2110直接可用于母线电压为-4——+500V的系统中来驱动功率MOSFET。同时器件本身允许驱动信号的电压上升率达±50V/μs，芯片自身有整形功能，实现了不论其输入信号前后沿陡度如何，都可保证加到被驱动MOSFET栅极上的驱动信号前后沿很陡，因而可极大地减少被驱动功率器件的开关时间，降低开关损耗。 • IR2110的功耗很小，故可极大地减小应用它来驱动功率MOS器件时栅极驱动电路的电源容量。从而可减小栅极驱动电路的体积和尺寸，当其工作电源电压为15V时，其功耗仅为1.6mW。 • IR2110的合理设计，使其输入级电源与输出级电源可应用不同的电压值，因而保证了其输入与CMOS或TTL电平兼容，而输出具有较宽的驱动电压范围，它允许的工作电压范围为5-20V。同时，允许逻辑地与工作地之间有-5--+5V的电位差。

16. 在 IR2110内部不但集成有独立的逻辑电源实现与用户脉冲匹配，而且还集成有滞后和下拉特性的施密特触发器作为输入级，保证当驱动电路电压不足时封锁驱动信号，防止被驱动功率MOS器件退出饱和区、进入放大区而损坏。可对输入的两个通道信号之间产生合适的延时，保证加到被驱动的同桥臂上的两个功率MOS 器件的驱动信号之间有一互锁时间间隔，防止了被驱动的逆变桥中两个功率MOS 器件同时导通，防止了直通短路的危险。 • IR2110的的最高工作频率较高，内部对信号的延时很小。对两个通道来说，其典型开通延时为120ns，而关断延时为94ns，且两个通道之间的延时误差不超过10ns，因而决定了IR2110可用来实现最高工作频率大于1MHz的门极驱动。 • IR2110的输出级采用推挽结构来驱动功率MOSFET，输出最大为2A的驱动电流，且开关速度较快，当所驱动的功率MOS器件的栅极等效电容为1000pF时，该开关时间的典型值为25ns。 • IR2110原理图见图10-4。从图可见，其内部集成有一个逻辑信号输入级及两个独立的、分别以高电压、低电压为基准的输出通道，它的主要构成有三个独立的施密特触发器、两个RS触发器、两个Vdd/Vcc电平转换器、一个脉冲放大环节、一个脉冲滤波环节、一个高压电平转换网络及两个或非门、六个MOS场效应晶体管、一个具有反相输出的与非门、一个反向器和一个逻辑网络。

17. 图10-4 IR2110的原理图

18. 两个输出通道（上通道及下通道）的控制脉冲通过逻辑电路与输入信号相对应，当保护信号（SD）输入端为低电平时，同相输出的施密特触发器输出为低电平，两个RS触发器的置位信号无效，两或非门的输出跟随HIN及LIN变化；两个输出通道（上通道及下通道）的控制脉冲通过逻辑电路与输入信号相对应，当保护信号（SD）输入端为低电平时，同相输出的施密特触发器输出为低电平，两个RS触发器的置位信号无效，两或非门的输出跟随HIN及LIN变化； • 而当SD端输入为高电平时，因施密特触发器输出高电平，两个RS触发器置位，两或非门输出恒为低电平，HIN及LIN输入信号无效，此时即使SD变为低电平，但由于RS触发器由Q端维持高电平，两或非门输出将保持低电平，直到施密特触发器输出脉冲的上升沿到来，两个或非门才因RS触发器翻转为低电平而跟随HIN及LIN变化。 • 由于逻辑输入级中的施密特触发器具有一定的滞后，因而整个逻辑输入级具有良好的抗干扰能力，并可接受上升时间较长的输入信号，再则逻辑电路以其自身的逻辑电源为基准，这就决定了逻辑电源可用比输出电源电压低得多的电源。

19. 为了将逻辑信号电平转变为输出驱动信号电平，片内设置两个抗干扰性能很好的Vdd/Vcc电平转换电路，该电路的逻辑地电位（Vss）和功率电路地电位（COM）之间允许有+/-5V的额定偏差，因此决定了逻辑电路不受输出驱动开关动作而产生的耦合干扰的影响。集成于片内下通道内的延时网络实现了两个通道的传输延时，此种结构简化了控制电路时间上的要求。两个通道分别应用了两个相同的推挽式低阻场效应晶体管，该两个场效应晶体管分别有两个N沟道的MOSFET驱动，因而其输出峰值电流可达2A以上。为了将逻辑信号电平转变为输出驱动信号电平，片内设置两个抗干扰性能很好的Vdd/Vcc电平转换电路，该电路的逻辑地电位（Vss）和功率电路地电位（COM）之间允许有+/-5V的额定偏差，因此决定了逻辑电路不受输出驱动开关动作而产生的耦合干扰的影响。集成于片内下通道内的延时网络实现了两个通道的传输延时，此种结构简化了控制电路时间上的要求。两个通道分别应用了两个相同的推挽式低阻场效应晶体管，该两个场效应晶体管分别有两个N沟道的MOSFET驱动，因而其输出峰值电流可达2A以上。

20. 对于上通道，开通和关断脉冲分别由HIN的上升和下降沿触发，用以驱动电平转换器，转换器接着又对工作于悬浮电位上的RS触发器进行置位或复位，这便是以地电位为基准的HIN信号的电平转换为悬浮电位的过程。由于Vs端快速dV/dt瞬变产生的RS触发器的误触发可以通过一个鉴别电路与正常的下拉脉冲有效地区别开来，这样，上通道基本上可承受任意幅值的dV/dt值，并保证了上通道的电平转换电路即使在Vs端电压降到比COM端还低4V时仍能正常工作。对于上通道，开通和关断脉冲分别由HIN的上升和下降沿触发，用以驱动电平转换器，转换器接着又对工作于悬浮电位上的RS触发器进行置位或复位，这便是以地电位为基准的HIN信号的电平转换为悬浮电位的过程。由于Vs端快速dV/dt瞬变产生的RS触发器的误触发可以通过一个鉴别电路与正常的下拉脉冲有效地区别开来，这样，上通道基本上可承受任意幅值的dV/dt值，并保证了上通道的电平转换电路即使在Vs端电压降到比COM端还低4V时仍能正常工作。 • 对于下通道，由于正常时SD为低电平、Vcc不欠压，所以施密特触发器的输出跟随LIN而变化，此信号经下通道中的Vdd/Vcc电平转换器转换后加给延时网络，由延时网络延时一定的时间后加到与非门电路，其同相和反向输出分别用来控制两个互补输出级中的低阻场效应晶体管驱动级中的MOS管，当Vcc低于电路内部整定值时，下通道中的欠压检测环节输出，在封锁下通道的同时封锁上通道的脉冲产生环节，使整个芯片的输出被封锁；而当Vb欠电压时，则上通道中的欠电压检测环节输出仅封锁上通道的输出脉冲。 • IR2110的典型应用连接图见图10-5。通常，它的输出级的工作电源是一悬浮电源，这是通过一种自举技术由固定的电源得来的。充电二极管VD的耐压能力必须大于高于母线的峰值电压，为了减小功耗，推荐采用快恢复的二极管。

21. 图10-5 IR2110典型连接图

22. 为了向需要开关的容性负载提供瞬态电流，应用中应在Vcc和COM间、Vdd和Vss间连接两个旁路电容，这两个电容及Vb和Vs间的储能电容都要与器件就近连接。建议Vcc上的旁路电容用一个0.1μF的陶瓷电容和一个1μF的胆电容并联，电源Vdd上有一个0.1μF的陶瓷电容就足够了。为了向需要开关的容性负载提供瞬态电流，应用中应在Vcc和COM间、Vdd和Vss间连接两个旁路电容，这两个电容及Vb和Vs间的储能电容都要与器件就近连接。建议Vcc上的旁路电容用一个0.1μF的陶瓷电容和一个1μF的胆电容并联，电源Vdd上有一个0.1μF的陶瓷电容就足够了。 • 功率的MOSFET或IGBT可在输出处串一个栅极电阻，栅极电阻的值依赖于电磁兼容（EMC）的需要、开关损耗及其最大允许dV/dt值。

23. 由于电平转换损耗通常比漏电损耗要大得多，因而静态损耗通常可忽略。实验证明：当VB为定值时，对容性负载来说，在一定的工作温度下，随着被驱动的MOSFET或IGBT工作开关频率的提高，在固定的高压母线电压下，开关损耗值将线性增大，并且随着被驱动的MOSFET 或IGBT工作电路中高压母线电压的提高，开关损耗亦增大，并且随着容性负载电容值的增大而增大，实际上，在电平转换期间，Vs是变化的。 • 自举电容C依赖于开关频率，占空比和功率MOSFET或IGBT栅极的充电需要，应注意的是电容两端电压不允许低于欠电压封锁临界值，否则将产生保护性关断。具体说来，自举电容大小取决于MOSFET的门极充电电荷、最大导通时间、最小导通时间。

24. a门极充电电荷 • IGBT和POWER MOSFET具有相似的门极特性，开同时需要在极短的时间内向门极提供足够的栅电荷。假定器件开通后，自举电容两端电压比器件充分导通所需要的电压（10V，高压侧锁定电压为8.7/8.3V）要高；再假定在自举电容充电路径上有1.5V的压降（包括二极管的正向压降）；最后假定有1/2的栅电压（栅极门槛电压通常3～5V）因泄漏电流引起电压降。综合上述条件，此时对应的自举电容可用下式表示： • 式中，Qg为MOSFET导通需要的门极电荷。

25. b最长导通时间 • 在选择自举电容大小时，应考虑悬浮驱动的最长导通时间ton(max)。门极电压必须在最长导通时间末期保持足够的幅置，使MOSFET充分导通，假定自举电容输出稳态电流为IQBS，则C可写为 • c最小导通时间 • 在自举电容的充电路径上，杂散阻抗影响了充电的速率。下管的最窄导通时间应保证自举电容能够获得充足够的电荷，以满足自举电容所需要的电荷量再加上功率器件稳态导通时漏电流所失去的电荷量。因此从最窄导通时间ton(min)考虑，自举电容应足够小。 • 因此，在选择自举电容大小时，应综合考虑悬浮驱动的最宽导通时间ton(max)和最窄导通时间ton(min)。导通时间既不能太大影响窄脉冲的驱动性能，也不能太小而影响宽脉冲的驱动要求。根据功率器件的工作频率、开关速度、门极特性对导通时间进行选择，估算后经调试而定。对于5KHz以上的开关应用，自举电容通常采用0.1μF的电容是合适的。

26. 单从驱动MOSFET和IGBT的角度考虑，均不需要栅极负偏置。门极驱动电压等于零完全可以保证器件正常关断。但在有些情况下，负偏置是必要的。这是因为当器件关断时，其集电极－发射极之间的dv/dt过高时，将通过集电极－栅极之间的（密勒）电容以尖脉冲的形式向栅极馈送电荷，使栅极电压升高，而IGBT的门槛电压通常是3～5V左右，一旦尖脉冲的高度和宽度达到一定的水平，功率器件将会误导通，造成灾难性的后果。而采用栅极负偏置，可以较好地解决这个问题。单从驱动MOSFET和IGBT的角度考虑，均不需要栅极负偏置。门极驱动电压等于零完全可以保证器件正常关断。但在有些情况下，负偏置是必要的。这是因为当器件关断时，其集电极－发射极之间的dv/dt过高时，将通过集电极－栅极之间的（密勒）电容以尖脉冲的形式向栅极馈送电荷，使栅极电压升高，而IGBT的门槛电压通常是3～5V左右，一旦尖脉冲的高度和宽度达到一定的水平，功率器件将会误导通，造成灾难性的后果。而采用栅极负偏置，可以较好地解决这个问题。

27. 7） MOSFET功率开关器件的散热计算 • 在大功率高频电源等设备中功率开关器件的电能损耗尤显突出，这部分消耗功率会转变为热量使功率器件管芯发热、结温升高，如果不能及时、有效的将此热量释放，就会影响到器件的工作性能，从而降低系统工作的可靠性，甚至损坏器件。因此热设计愈加成为电力电子产品设计的关键一环。 • 在尽量通过优化设计等方式而减少功率开关发热量的同时，一般还需要通过散热器利用传导、对流、辐射的传热原理，将器件产生的热量快速释放到周围环境中去，以减少内部热累积，使元件工作温度降低。 • 进行功率器件及功率模块散热计算的目的，就是在确定的散热条件下选择合适的散热器，以保证器件或模块安全、可靠地工作。散热器的设计必须顾及使用环境、条件，以及元件允许的工作温度等多种参数。但是对散热器的传热分析目前国内外都还研究得很不够，工程应用中的设计大多是凭经验选取，并作相应的核校计算。

28. 单位时间内功率器件所消耗的电能称作为器件的功率损耗。器件的功率消耗将导致其结温升高从而产生了散热冷却的要求；而散热器在单位时间内所散发出的热能量叫耗散功率。在设备正常稳定工作时，器件的功率损耗和散热器的耗散功率将达到平衡，器件的温度也不会继续升高，即系统达到了热平衡状态。在系统的热设计中就正是根据能达到热平衡状态时的功率参数来确定散热器应当具备的相关参数，因此在设计过程中一般先根据相关数据手册和实际电路工作参数来计算出功率器件的功率损耗，然后以此作为依据计算散热器相关参数。单位时间内功率器件所消耗的电能称作为器件的功率损耗。器件的功率消耗将导致其结温升高从而产生了散热冷却的要求；而散热器在单位时间内所散发出的热能量叫耗散功率。在设备正常稳定工作时，器件的功率损耗和散热器的耗散功率将达到平衡，器件的温度也不会继续升高，即系统达到了热平衡状态。在系统的热设计中就正是根据能达到热平衡状态时的功率参数来确定散热器应当具备的相关参数，因此在设计过程中一般先根据相关数据手册和实际电路工作参数来计算出功率器件的功率损耗，然后以此作为依据计算散热器相关参数。 • 而功率器件的功率损耗一般包括器件的通态损耗、开关损耗、断态漏电流损耗。功率器件在开关过程中消耗在驱动控制板上的功率以及在导通状态时维持一定的栅极电压、电流所消耗的功率称为开关器件的驱动损耗。一般情况下，这部分的功率损耗与器件的其他部分损耗相比可以忽略不计，但对于GTO、GTR等通态电流比较大的功率器件则需要特殊考虑。

29. 在较大功率的电力电子设备中，为了提高散热效果，保证系统稳定工作，提高功率器件使用寿命，往往对电力电子功率器件采用了强迫风冷技术，强迫风冷的散热效果远好于自然风冷,复杂性大大低于水冷和油冷。在较大功率的电力电子设备中，为了提高散热效果，保证系统稳定工作，提高功率器件使用寿命，往往对电力电子功率器件采用了强迫风冷技术，强迫风冷的散热效果远好于自然风冷,复杂性大大低于水冷和油冷。 • 采用强迫风冷还可以显著减小散热器体积，有利于设备小型化、轻量化的实现。在采用强迫风冷时，散热器的热阻将会显著减小。降低热阻，提高对流换热的途径主要有： • 加大散热器尺寸或者增加散热片数量以加大散热面积； • 采用更大尺寸或拥有更强风力的风机增大空气流速以增大； • 通常情况下,选用散热面积较大的型材散热器和风量较大的风机可以降低散热器到环境介质的热阻,但散热面积的增加和风机风量的提高均受装置体积、重量以及噪音指标等限制。由于电力电子器件的小型化和轻量化的发展趋势，在散热器和风机参数一定的条件下,通过合理的风道设计，在散热器表面流场引入紊流是改善散热的又一有效途径。 • 合理的风道设计一般要求引导风扇气流冲击散热器表面，适当的改变气流在散热器表面的流动方向以在散热器附近流场中形成大的扰动,从而形成广泛的紊流区,加强散热效果,同时不应使气流压头损失过大,流速下降过多,以免降低散热效果。

30. 7)电流取样尖峰消取 • 图10-6 消取电流取样的前沿尖峰电路由于UC1846为峰值电流取样，取样电流信号前沿尖峰很大，严重时影响工作，为消取电流取样的前沿尖峰，设计了消取电流取样的前沿尖峰电路,工作原理如图10-6所示，信号如图10-7所示。 图10-6 消取电流取样的前沿尖峰电路

31. 图10-7 各点信号

32. 9）系统设计 • 综上所考虑，小灵通基站电源的系统电路图如图10-8所示。由功率电路（主电路，包括输入EMI，H桥，输出整流滤波）、控制电路（包括UC3846、电压取样电路、电流取样尖峰消取电路）和驱动电路（IR2110驱动）组成。

33. 图10-8 略去保护电路的小灵通基站电源电路图 返回

34. §10.2 直流电机调速 • 1专用集成电路UC3637控制器电路设计 • UC3637是直流电动机脉宽调制（PWM）控制器。该集成电路用于开环或闭环直流电动机速度控制。输出两路PWM脉冲信号，这两路信号与误差电压信号的幅值成正比，且与极性相关，可构成双向的调速系统。该控制器还可以用于其他电动机PWM控制，例如无刷直流电动机PWM速度控制、位置控制等。 • 1）UC3637的特点 • 单电源或双电源工作，±2.5V — ±20V； 双路PWM信号输出，驱动电流能力为100 mA；限流保护；欠电压封锁；有温度补偿，2.5V阈值的关机控制。 • 2）结构与功能 • UC3637结构功能图如图10-9，可以看出UC3637主要由下列几部分组成：三角波发生器：CP，CN，S1，SR1；PWM比较器：CA，CB；输出控制门：NA，NB；限流电路：CL，SRA，SRB；误差放大器：EA；关机比较器：CS；欠电压封锁电路：UVL。

35. 图10-9 UC3637的结构功能图

36. 如图10-10所示，在正电源和负电源之间串接 R1、R2、R3三个电阻（其中R1=R3），两个分压点分别接(１脚)和(3脚)，作为阈值电压。2脚和18脚分别接电容CT和电阻RT，电容和电阻另一端都接地。+VTH还通过内部的缓冲电路与RT作用产生给电容CT充电的恒流Is。当CT以恒流线性充电，2脚电压达到VTH时，比较器CP（1、2脚为输入）触发触发器的端，使为高电平，关闭相应开关。负电流-IS接2脚，CT以线性放电，到-VTH时，比较器CN（3、2脚为输入）触发RS触发器的复位端R，引起电容的重新充电过程。产生的三角波电压信号峰—峰值为 ，其频率由CT、RT决定。 图10-10 三角波发生器电路

37. 参看图10-11比较器连接图，比较器CA和CB的（10脚）、（8脚）连至2脚，得到三角波输入。外接控制信号（17脚）经过两个电阻分别接，并从（11脚）输入，从－Ｂin（9脚）输入。这两比较器的输出为双PWM信号，它们互为反相，并且在它们的前后沿都存在死区时间，见图10-12，比较器A和B的信号经门电路后输出（4脚）和（7脚）输出，门电路主要是进行欠电压封锁和过流封锁。参看图10-11比较器连接图，比较器CA和CB的（10脚）、（8脚）连至2脚，得到三角波输入。外接控制信号（17脚）经过两个电阻分别接，并从（11脚）输入，从－Ｂin（9脚）输入。这两比较器的输出为双PWM信号，它们互为反相，并且在它们的前后沿都存在死区时间，见图10-12，比较器A和B的信号经门电路后输出（4脚）和（7脚）输出，门电路主要是进行欠电压封锁和过流封锁。 图10-11 比较器外电路连接图

38. 在图10-13中，利用RS作为电动机电流的检测电阻，检测信号从12和13脚输入。比较器CL设有200mV的阈值，当电动机电流增大而使RS上的电压达到这个阈值时，CL输出变为高电平，令SRA和SRB复位至低电平，进而使AOUT和BOUT变为低电平。在图10-13中，利用RS作为电动机电流的检测电阻，检测信号从12和13脚输入。比较器CL设有200mV的阈值，当电动机电流增大而使RS上的电压达到这个阈值时，CL输出变为高电平，令SRA和SRB复位至低电平，进而使AOUT和BOUT变为低电平。 • 图UC3637内部的欠电压封锁电路。在电源电压低于+4.15V时作用，使输出AOUT和BOUT锁定为低电平。关机控制比较器CS的反相输入端内接（VS-2.5V）电压，同相输入端接14脚。在14脚外接适当电路可以用来控制电动机的起停，或延时起动，或其他保护控制。 • 误差放大器：独立的误差放大器是一个高速运算放大器，典型带宽为1MHz，有低输出阻抗，可在闭环速度控制中作为速度调节器使用。

39. 图10-12 双PWM信号的产生 图10-13 限流保护电路图

40. 2主电路设计 • 可逆PWM变换器主电路有多种形式，最常用的是桥式(亦称H形)电路,如图10-14所示。这时，电动机M两端电压的极性随开关器件驱动电压的变化而变化，其控制方式有双极式、单极式、受限单极式等多种，这里采用最常用的双极式控制的可逆PWM变换器。双极式控制可逆PWM变换器的工作顺序如图10-15所示。

41. 图10-15 双极式控制可逆PWM变换器 的驱动电压、输出电压和电流波形 图10-14 桥式可逆PWM变换器

42. 图id的两条电流波形，id1相当于一般负载时的情况，脉动电流的方向也始终为正；id2相当于轻载时的情况，电流可在正负方向之间脉动，但平均电流仍为正，等于负载电流。在不同情况下，器件的道通、电流的方向与回路都和有制动电流通路的不可逆PWM变换器相似。电动机的正反转则体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时，ton>T/2，则UAB的平均值为正，电动机正转，反之则反转；如果正、负脉冲相等，平均输出电压为零，则电动机停止。图id的两条电流波形，id1相当于一般负载时的情况，脉动电流的方向也始终为正；id2相当于轻载时的情况，电流可在正负方向之间脉动，但平均电流仍为正，等于负载电流。在不同情况下，器件的道通、电流的方向与回路都和有制动电流通路的不可逆PWM变换器相似。电动机的正反转则体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时，ton>T/2，则UAB的平均值为正，电动机正转，反之则反转；如果正、负脉冲相等，平均输出电压为零，则电动机停止。 • 基于专用集成电路UC3637的开环直流调速系统控制电路如图10-16所示，功率电路和驱动不再讨论。

43. 图10-16 UC3637的开环直流调速系统控制电路 返回

44. §10.3 基于DSP的直流电机弱磁调速 • 1性能指标 • 电机功率容量 1.00 kW • 输入电压 220 V直流 • 效率 80% • 电机额定转速 3000 r/min • 转速稳定精度 速度误差≤±3% • 启动电流 ≤30A

45. 2 系统组成 • 直流电机弱磁调速由功率电路及控制系统两部分组成。功率电路由主电源、辅助电源、IGBT驱动电路及直流电机组成。控制电路由DSP、PWM信号辅助生成电路、检测电路、信号处理及保护电路等组成。由DSP产生的两路PWM信号经驱动电路调节驱动IGBT，将主电源输入给电机，分别进行软启动和励磁电压调节，进而控制转速，当转速反馈达到给定速度信号时，DSP输出的PWM占空比保持不变，由DSP构成的控制系统来实现的。图10-17示出了以DSP为核心的稳速系统总体组成。

46. 图10-17系统总体结构框图

47. 3直流电机的调速方法 • 直流电机转速n的表达式为 • 式中 Ua－电枢端电压（V）； Ia－电枢电流（A）； －电枢电路总电阻（）； －每极磁通量（Wb）；Ce－与电机结构有关的常数。 • 直流电机转速调节方法可以分为三种： • 调节电枢电压，改变电枢电压是从额定电压往下降低电压，使电动机从额定转速向下变速，适用于要求大范围无级平滑调速的系统。 • 改变电机主磁通，只能减弱磁通，使电动机从额定转速向上变速，属恒功率调速方法，动态响应较慢，虽能无级平滑调速，但调速范围小。 • 改变电枢电路电阻，在电动机电枢外串电阻进行调速，只能有级调速，平滑性差，机械特性软，效率低。

48. 4 功率电路结构设计 • PWM斩波器的优点最多，需要的滤波装置很小甚至只利用电枢电感就已经足够，不需要外加滤波装置。降压斩波器的原理电路及输出电压波形如图10-18所示，假定晶体管先导通T1秒（忽略晶体管的管压降，这期间电源电压全部加到电枢上），然后关断T2秒（这期间电枢端电压为零），如此反复。电压Ua为其平均值。 图10-18 降压斩波器原理电路及输出电压波形

49. 在本系统中由于不要求电机反向转动，因此选择单管斩波电路即可实现，本系统两路单管斩波电路，一路用于电机软启动，软启动结束后，IGBT功率管完全导通，这样做的目的是减少启动电流；另一路对励磁电压进行PWM调节，以稳定转速，斩波器如图10-19所示。斩波电路由开关器件（IGBT模块）及吸收网络和续流二极管组成。主要技术参数有输入电压、开关频率、输出电压和输出电流。控制系统产生的信号通过驱动电路控制功率管的开通和关断，在电机上得到频率恒定、脉冲宽度可调的脉冲电压，功率开关管关断期间电机电流通过续流二极管续流导通。电路中的电感和电容具有两个功能，一个是使两路斩波器减小互相干扰，另一个功能是减小从主电源的脉动电流。

50. 图10-19 斩波电路