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2.5 功率 MOSFET 模型的建立

2.5 功率 MOSFET 模型的建立. 2.5.1 功率 MOSFET 结构与特性. 1. 功率 MOSFET 结构 可控功率电子器件主要分两大类：一类是电平触发的功率电子器件，只要在器件的控制端的电平保持正向偏置，器件就处于开通状态，这类器件有、 GTR 、 IGBT 等；另一类是脉冲触发的功率电子器件，器件控端受到正向脉冲的触发而导通，器件的关断要么器件的主电极反向或在器件控端加以反向脉冲，这类器件有 SCR 、 GTO 等。 MOSFET 是属于电平触发的功率电子器件。. MOSFET 实物图 (TO-3P). MOSFET 实物图 (TO-220).

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2.5 功率 MOSFET 模型的建立

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  1. 2.5 功率MOSFET模型的建立 2.5.1 功率MOSFET结构与特性 1. 功率MOSFET结构 可控功率电子器件主要分两大类：一类是电平触发的功率电子器件，只要在器件的控制端的电平保持正向偏置，器件就处于开通状态，这类器件有、GTR、IGBT等；另一类是脉冲触发的功率电子器件，器件控端受到正向脉冲的触发而导通，器件的关断要么器件的主电极反向或在器件控端加以反向脉冲，这类器件有SCR、GTO等。MOSFET是属于电平触发的功率电子器件。

  2. MOSFET实物图(TO-3P)

  3. MOSFET实物图(TO-220)

  4. MOSFET实物图(TO-220S)

  5. IR公司HEXFET内部结构

  6. MOSFET（Metal Oxide Semiconductor Fiele-Effect Transistor）是一种单极性器件。功率MOSFET具有较高的开关速度；非常低的门驱动功率；容易并联；没有双极型晶体管的二次击穿的现象。 一个普通MOSFET的内部结构

  7. 制造功率MOSFET的关键，主要是解决大电流和高电压问题，以提高器件的功率处理能力．对比MOSFET与双极型器件（如GTR）的结构，发现后者首先在功率领域获得突破的原因主要有三点：制造功率MOSFET的关键，主要是解决大电流和高电压问题，以提高器件的功率处理能力．对比MOSFET与双极型器件（如GTR）的结构，发现后者首先在功率领域获得突破的原因主要有三点： 1) 发射极和集电极是安置在基区的两侧，电流是流过面积很大而厚度较薄的基区，因而可以参照GTR等功率器件，制造为垂直导电模式，电流容量可以很大； 2) 为了提高耐压，在集电区中加人了一个轻掺杂N-型区，使器件耐压能力大为改善； 3) 基区宽度的控制是靠双重扩散技术实现的，尺寸控制严格准确，适宜于各种功率要求的设计。 电场集中，不易提高耐压。 VVMOSFET和UMOSFET基本结构

  8. ★ 垂直导电VD，面积大，电流大； ★ 轻掺杂，电阻率大，耐压高； ★ 沟道短D-S间U、R、C均小； ★ 胞元并联结RDS小，可达mΩ。 ★ 无电导调制效应，UDSS较GTR大。 功率MOSFET的内部结构

  9. 2. MOSFET静态特性与参数 (1) 静态特性 静态特性主要指功率MOSFET的输出特性、饱和特性和转移特性。与静态特性相关的参数主要有通态电阻Ron、开启电压VGS(Th)、跨导gm。最大电压额定值BVDS和最大电流额定值IDM等。 A．输出特性

  10. B．饱和压降特性 由于功率MOSFET是单极型器件，不像GTR、SCR及GTO那样具有载流子存贮效应，因而通态电阻较大，饱和压降也较高，使导通损耗大。为了降低通态电阻，在设计上要采取一些相应的措施。但是，MOSFET的通态电阻总是要比GTR、SCR及GTO的通态电阻大。

  11. C．转移特性 栅源电压VGS漏极电流ID之间的关系称为转移特性。下图为功率MOSFET在小信号下的转移特性。图中特性曲线的斜率DID/DVGS即表示功率MOSFET的放大能力，因为它是电压控制器件，所以用跨导参数gm来表示，跨导gm的作用与GTR中的电流增益β相似。

  12. (2) 静态参数 A．通态电阻Ron Ron=rCH+rACC+rJFET+rD rCH 反型层沟道电阻 rACC 栅漏积聚区电阻 rJFET FET夹断区电阻 rD 轻掺杂漏极区电阻 功率MOSFET通态电阻分布示意图

  13. 1. Ron与温度非常敏感 2. 易于并联 3. 电压等级越高影响越大 Ron与温度的关系

  14. Ron与漏极电流的关系

  15. 电压等级越高rD对Ron的影响越大 Ron与栅源电压的关系

  16. 对于高耐压功率MOSFET，为了满足电压设计的需要，其漂移区的杂质浓度较低，所用的外延层较厚。当导电沟道充分强化之后，其总的通态电阻Ron主要决定于漂移区电阻rD。利用漏－源之间的击穿电压BVDS与漂移区杂质浓度和厚度的关系，以及漂移区电阻与其杂质浓度和厚度的关系，可以将功率MOSFET的通态电阻表示成击穿电压的函数，即对于高耐压功率MOSFET，为了满足电压设计的需要，其漂移区的杂质浓度较低，所用的外延层较厚。当导电沟道充分强化之后，其总的通态电阻Ron主要决定于漂移区电阻rD。利用漏－源之间的击穿电压BVDS与漂移区杂质浓度和厚度的关系，以及漂移区电阻与其杂质浓度和厚度的关系，可以将功率MOSFET的通态电阻表示成击穿电压的函数，即 式中，A代表芯片面积。若其单位用mm2，BVDS的单位用V，则Ron的单位是Ω。于是，我们可以很方便地利用器件的电压额定来估计它的通态压降VDS＝IDRDS或功耗ID2RDS。

  17. B．开启电压VGS(Th) VGS(Th)与温度的关系

  18. C．跨导gm 小信号跨导gm与栅压VGS的关系曲线

  19. D．漏极击穿电压BVDS BVDS-Tj关系

  20. E．栅源击穿电压BVGS 对栅源击穿电压BVGS是为了防止绝缘栅层会因栅源电压过高而发生介电击穿而设定的参数。MOSFET处于不工作状态时，因静电感应引起的栅极上的电荷积累将有可能击穿器件．一般将栅源电压的极限值定为±20V。 F．最大漏极电流IDM 最大漏极电流IDM表征功率MOSFET的电流容量，其测量条件为：VGS=10V,VDS为某个适当数值。

  21. (3) 动态特性 A．极间电容 功率MOSFET极间电容分布及其等效电路

  22. 极间电容与VDS成反比，因此高耐压器件不应应用在低压电路中。极间电容与VDS成反比，因此高耐压器件不应应用在低压电路中。

  23. B．栅极电荷特性 Miller电容静态下很小，动态值最高可以达到CGS的20倍以上，因此需要比手册中提供的Ciss更多的充电电荷。 栅源电压－时间曲线

  24. CGD充电电荷随外电路不同而不同。 栅电荷曲线（恒流充电）

  25. 驱动栅极电阻如何计算？ 开关时间与漏极电流关系曲线 驱动电路

  26. C．开关过程

  27. D．源漏二极管特性 由于功率MOSFET中专门集成一个反并联二极管，用以提供无功电流通路。所以当源极电位高于漏极时，这个二极管即正向导通。由于这个二极管成为电路的重要组成部分，所以手册中都给出它的正向导通压降(即VSD)和反向恢复时间trr的参数值。 E．漏源极的dv/dt耐量 功率MOSFET内部存在着一个寄生三极管，它的集电极与基极间的电容CCB和基射电阻RBE相连接。当漏源极间出现较高的电压变化率dvDS/dt时，在电容CCB中会产生位移电流iB其值为iB=CCBdvDS/dt 该位移电流iB流入寄生三极管基极，在iB值达到一定数值时，有可能使寄生三极管导通，进而使功率MOSFET的耐压能力受到破坏。但在一般情况下由于电阻RBE值很小，不致出现这种严重情况。

  28. 由于功率MOSFET的开关频率很高，若带电感负载运行时必然使器件在关断过程中承受很高的再加电压。在这种情况下．功率MOSFET有可能出现电压和电流同时为最大值的瞬态工况，使器件因承受很大的瞬时功率损耗而遭受损坏。此外，与静态dvDS/dt的效应相同，过高的dvDS/dt会经反馈电容Crss耦合到栅极上，致使正在关断的功率MOSFET再次误开通。由于功率MOSFET的开关频率很高，若带电感负载运行时必然使器件在关断过程中承受很高的再加电压。在这种情况下．功率MOSFET有可能出现电压和电流同时为最大值的瞬态工况，使器件因承受很大的瞬时功率损耗而遭受损坏。此外，与静态dvDS/dt的效应相同，过高的dvDS/dt会经反馈电容Crss耦合到栅极上，致使正在关断的功率MOSFET再次误开通。

  29. 二极管反向恢复期内决定的漏源极的电压上升率dvDS/dt，称之为二极管恢复dvDS/dt。这也是一种动态dvDS/dt。二极管反向恢复期内决定的漏源极的电压上升率dvDS/dt，称之为二极管恢复dvDS/dt。这也是一种动态dvDS/dt。 反向恢复特性

  30. 2.5.2 功率MOSFET建模 一个单细胞功率MOSFET

  31. 一个单细胞功率MOSFET的等效电路

  32. 1. 功率MOSFET的模型电路 结型场效应晶体管内部结构 N沟道功率MOSFET的模型

  33. 2. 模型参数的提取 1）横向MOSFET参数的提取 主要涉及转移特性曲线和输出特性曲线，在曲线上确定本征跨导参数KP、门槛电压UT、源极电阻RS等。 2）纵向JFET参数的提取 漏电阻Rd、门槛电压UTO、电流增益Bt、饱和电流IS等。 3）体二极管参数的提取 结电容Cj0、恢复时间Tr、饱和电流IS1、体电阻RS1等。 4）其他参数 Cgd、Ca、Cgs由电容－电压特性曲线得到；Ubreak功率MOSFET的击穿电压。 功率MOSFET的子电路模型

  34. 3. 仿真结果

  35. 2.6 IGBT模型的建立 2.6.1 IGBT结构与特性 IGBT按缓冲区的有无来分类，缓冲区是介于P+发射区和N-飘移区之间的N+层。无缓冲区者称为对称型IGBT，有缓冲区者称为非对称型IGBT。因为结构不同，因而特性也不同。非对称型IGBT由于存在N+区，反向阻断能力弱，但其正向压降低、关断时间短、关断时尾部电流小；与此相反，对称型IGBT具有正反向阻断能力，其他特性却不及非对称型IGBT。由于目前商品化的IGBT单管或模块大部分是非对称型IGBT，所以本课程就以具有缓冲区N+的IGBT进行讨论。

  36. 1700V/1200A ， 3300V/1200A IGBT 模块

  37. IGBT模块内部结构 Powerex CM300DY-24H 4x IGBT 4x Diode

  38. 一. 非对称型IGBT的物理描述 ★ 电导调制 ★ 反向阻断

  39. 双载流子参与导电

  40. 二. 导通特性 IGBT的开通和关断时由栅极电压来控制的，当栅极加上正向电压时，MOSFET内形成沟道，并为PNP晶体管提供基极电流，进而使IGBT导通。此时，从P+区注入到N-区的空穴（少数载流子）N-区进行电导调制，减少N-区的电阻Rdr，使高耐压的IGBT也具有低的通态电压特性，在栅极上施加反向电压后，MOSFET的沟道消除，PNP晶体管的基极电流被切断，IGBT即被切断。 作为一个虚拟达林顿电路末级，PNP管从不进入深饱和区，它的电压降比处于深饱和区的同样PNP管要高。然而特别应该指出的是：一个IGBT发射极覆盖芯片的整个面积，因此它的注射效率和通态压降比同样尺寸的双极晶体管要优越得多。

  41. 三. 静态特性 当IGBT关断后，J2结阻断正向电压；反向阻断电压由J1结承担。如果无N+缓冲区，正、反向阻断电压可以做到同样水平，但加入N+缓冲区后，伏安特性中的反向阻断电压只能达到几十伏，因此限制了IGBT在需要阻断反向电压场合的应用。

  42. 与普通达林顿电路不同，流过等效电路中MOSFET的电流成为IGBT总电流的主要部分。与普通达林顿电路不同，流过等效电路中MOSFET的电流成为IGBT总电流的主要部分。 式中VJ1为J1结的正向电压，其值约为0.7～1V；Vb为扩展电阻Rb上的压降；Ron为沟道欧姆电阻。 与功率MOSFET相比，IGBT通态压降要小得多，1000V的IGBT约有2～5V的通态压降。 因为高压IGBT中的PNP小于1，所以PNP晶体管的基区电流，也即MOSFET的电流构成IGBT总电流的主要部分。这种不均衡的电流分配是由IGBT的结构所决定的。

  43. 钳位效应：G-E 驱动电流≈ 二极管正向特性 四. 动态特性 拖尾电流MOS已经关断，IGBT存储电荷释放缓慢 IGBT动态特性

  44. CJ—PN结电容 SCR IGBT的擎住（Latch）效应 ★ 静态擎住 P区体电阻RP引发擎住 ★ 动态擎住 关断过急→位移电流 RG 不能过小，限制关断时间。 ★ 过热擎住 RP 及PNP、NPN 电流放大倍数 因温度升高而增大。 （150℃时ICM降至1/2）

  45. IGBT的通态特性

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